Ti insegna 6 abilità di progettazione di alimentatori
01 Amplificatore magnetico in ferrite in alimentazione flyback
Per un'alimentazione flyback a doppia uscita con potenza reale su entrambe le uscite (5 V 2 A e 12 V 3 A, entrambe regolate di ± 5 percento), quando la tensione raggiunge 12 V entra in uno stato di carico zero e non può essere regolata entro il limite del 5 percento. Un regolatore lineare è una soluzione praticabile, ma ancora non ideale a causa del suo costo elevato e della perdita di efficienza.
La nostra soluzione suggerita è quella di utilizzare un amplificatore magnetico sull'uscita 12V, anche una topologia flyback può essere utilizzata. Per ridurre i costi, si consiglia di utilizzare un amplificatore magnetico in ferrite. Tuttavia, il circuito di controllo dell'amplificatore magnetico in ferrite è diverso da quello del tradizionale materiale del circuito di isteresi rettangolare (materiale ad alta permeabilità magnetica). Il circuito di controllo della ferrite (D1 e Q1) assorbe corrente per mantenere la potenza in uscita. Questo circuito è stato accuratamente testato. Gli avvolgimenti del trasformatore sono progettati per l'uscita a 5 V e 13 V. Il circuito può persino raggiungere una potenza di ingresso inferiore a-1W (5 V 300 mW e 12 V a carico zero) raggiungendo una regolazione del ±5% dell'uscita a 12 V.
02 Utilizzare il circuito a piede di porco esistente per fornire protezione da sovracorrente
Considera gli alimentatori flyback 5V 2A e 12V 3A. Una delle specifiche chiave di questo alimentatore è la protezione da sovraccarico (OPP) sull'uscita a 5 V quando l'uscita a 12 V raggiunge un carico nullo o molto leggero. Entrambe le uscite presentano un requisito di regolazione della tensione del ±5%.
Per soluzioni comuni, l'uso di resistori di rilevamento degrada le prestazioni di regolazione incrociata e i fusibili sono costosi. Tuttavia, sono ora disponibili circuiti a piede di porco per la protezione da sovratensione (OVP). Questo circuito è in grado di soddisfare sia i requisiti OPP che quelli di regolazione della tensione, che possono essere raggiunti utilizzando un circuito a piede di porco ad arco parziale.
R1 e VR1 formano un precarico attivo sull'uscita 12V, che consente la regolazione 12V quando l'uscita 12V è leggermente caricata. Quando l'uscita 5V è in una condizione di sovraccarico, la tensione sull'uscita 5V diminuirà. I carichi fittizi assorbono molta corrente. Una caduta di tensione attraverso R1 può essere utilizzata per rilevare questa grande corrente. Q1 si accende e attiva il circuito OPP.
03 Regolatore shunt attivo e precarico
Flyback è attualmente la topologia più popolare nel campo della commutazione di prodotti di alimentazione dalla tensione di linea CA alla CC a bassa tensione. Uno dei motivi principali di ciò è l'eccezionale rapporto costo-efficacia di fornire più tensioni di uscita semplicemente aggiungendo ulteriori avvolgimenti al secondario del trasformatore.
In genere, il feedback proviene dall'output con i requisiti di tolleranza di output più stretti. Questa uscita definisce quindi i giri per volt per tutti gli altri avvolgimenti secondari. A causa degli effetti dell'induttanza di dispersione, le uscite non possono sempre ottenere la regolazione incrociata della tensione di uscita desiderata, soprattutto se una data uscita può essere scaricata o caricata molto leggermente perché le altre uscite sono a pieno carico.
È possibile utilizzare un post-regolatore o un carico fittizio per evitare che la tensione in uscita aumenti in tali condizioni. Tuttavia, a causa dell'aumento dei costi e della ridotta efficienza dei post-regolatori o dei carichi fittizi, non sono stati sufficientemente attraenti, soprattutto negli ultimi anni per il consumo di energia in ingresso senza carico e/o in standby in molte applicazioni consumer. Sotto la condizione di requisiti normativi sempre più stringenti, questo progetto iniziò a essere trascurato. Il regolatore shunt attivo mostrato nella Figura 3 non solo risolve il problema della regolazione della tensione, ma riduce anche al minimo l'impatto sui costi e sull'efficienza.
Il circuito funziona come segue: quando entrambe le uscite sono in regolazione, il partitore resistivo R14 e R13 polarizza il transistor Q5, che mantiene spenti Q4 e Q1. In queste condizioni operative, la corrente attraverso Q5 funge da piccolo precarico sull'uscita 5V.
La differenza standard tra l'uscita a 5 V e l'uscita a 3,3 V è di 1,7 V. Quando il carico richiede corrente aggiuntiva dall'uscita a 3,3 V senza un uguale aumento della corrente di carico dall'uscita a 5 V, la tensione di uscita aumenterà rispetto all'uscita a 3,3 V. Con una differenza di tensione superiore a circa 100 mV, Q5 verrà disattivato, attivando Q4 e Q1 e consentendo alla corrente di fluire dall'uscita a 5 V all'uscita a 3,3 V. Questa corrente ridurrà la tensione all'uscita 5V, riducendo la differenza di tensione tra le due uscite.
La quantità di corrente in Q1 è determinata dalla differenza di tensione alle due uscite. Pertanto, il circuito può mantenere entrambe le uscite regolate indipendentemente dal loro carico, anche nello scenario peggiore in cui l'uscita a 3,3 V è completamente carica e l'uscita a 5 V è scarica. Q5 e Q4 nel design forniscono la compensazione della temperatura poiché le variazioni di temperatura VBE in ciascun transistor si annullano a vicenda. I diodi D8 e D9 non sono richiesti ma possono essere utilizzati per ridurre la dissipazione di potenza in Q1, eliminando la necessità di aggiungere un dissipatore di calore al progetto.
Il circuito risponde solo alla differenza relativa tra le due tensioni ed è in gran parte inattivo in condizioni di carico pieno e leggero. Poiché il regolatore shunt è collegato dall'uscita 5V all'uscita 3,3V, il circuito può ridurre la dissipazione attiva del 66% rispetto a un regolatore shunt con messa a terra. Il risultato è un'elevata efficienza a pieno carico e un basso consumo energetico da carico leggero a vuoto.
04 Alimentatore a commutazione di ingresso ad alta tensione con StackFET
Le apparecchiature industriali che funzionano con CA trifase richiedono spesso uno stadio di alimentazione ausiliario in grado di fornire CC a bassa tensione regolata per circuiti analogici e digitali. Esempi di tali applicazioni includono azionamenti industriali, sistemi UPS e contatori di energia.
Le specifiche per questo tipo di alimentatore sono molto più rigide di quelle richieste per gli interruttori standard standard. Non solo le tensioni di ingresso sono più elevate in queste applicazioni, ma anche le apparecchiature progettate per applicazioni trifase in ambienti industriali devono tollerare fluttuazioni molto ampie, inclusi tempi di interruzione prolungati, picchi di tensione e la perdita occasionale di una o più fasi. Inoltre, l'intervallo di tensione di ingresso specificato per queste alimentazioni ausiliarie può essere compreso tra 57 V CA e 580 V CA.
Progettare un alimentatore a commutazione così ampio può essere una sfida, principalmente a causa dell'elevato costo dei MOSFET ad alta tensione e della limitazione della gamma dinamica dei circuiti di controllo PWM tradizionali. La tecnologia StackFET consente la combinazione di economici MOSFET a bassa tensione nominale da 600 V e controller di alimentazione integrati di Power Integrations, consentendo una progettazione semplice ed economica di alimentatori a commutazione in grado di funzionare su un ampio intervallo di tensioni di ingresso.
Il circuito funziona come segue: La corrente all'ingresso del circuito può provenire da un sistema trifase a tre o quattro fili, o anche da un sistema monofase. Il raddrizzatore trifase è costituito da diodi D1-D8. I resistori R1-R4 forniscono la limitazione della corrente di spunto. Se si utilizzano resistori fusibili, questi resistori possono essere scollegati in modo sicuro durante un guasto senza la necessità di un fusibile separato. Il filtro pi è costituito da C5, C6, C7, C8 e L1 per filtrare la tensione CC rettificata.
I resistori R13 e R15 vengono utilizzati per bilanciare la tensione tra i condensatori del filtro di ingresso. Quando il MOSFET all'interno dell'interruttore integrato (U1) si accende, la sorgente di Q1 verrà abbassata, R6, R7 e R8 forniranno la corrente di gate e la capacità di giunzione da VR1 a VR3 attiverà Q1. Il diodo Zener VR4 viene utilizzato per limitare la tensione gate-source applicata a Q1. Quando il MOSFET in U1 è spento, la massima tensione di drain di U1 è bloccata da una rete di bloccaggio a 450 V costituita da VR1, VR2 e VR3. Ciò limita la tensione di drain di U1 a circa 450 V.
Qualsiasi tensione aggiuntiva all'estremità dell'avvolgimento collegato a Q1 verrà applicata a Q1. Questo design distribuisce in modo efficiente la tensione CC totale raddrizzata in ingresso e la tensione di ritorno tra Q1 e U1. Il resistore R9 viene utilizzato per limitare le oscillazioni ad alta frequenza durante la commutazione e la rete di clamp VR5, D9 e R10 viene utilizzata per limitare la tensione di picco sul primario dovuta all'induttanza di dispersione durante l'intervallo di ritorno.
La rettifica dell'uscita è fornita da D1. C2 è il filtro di uscita. L2 e C3 formano un filtro secondario per ridurre il ripple di commutazione in uscita.
VR6 si accende quando la tensione di uscita supera la caduta di tensione totale attraverso il diodo accoppiatore ottico e VR6. Un cambiamento nella tensione di uscita provoca un cambiamento nel flusso di corrente attraverso il diodo accoppiatore ottico in U2, che a sua volta cambia il flusso di corrente attraverso il transistor in U2B. Quando questa corrente supera la corrente di soglia del pin FB di U1, il ciclo successivo viene inibito. La regolazione dell'uscita può essere ottenuta controllando il numero di cicli di abilitazione e disabilitazione. Una volta attivato un ciclo di commutazione, il ciclo termina quando la corrente sale al limite di corrente interno di U1. R11 viene utilizzato per limitare la corrente attraverso l'optoaccoppiatore durante i carichi transitori e per regolare il guadagno del circuito di retroazione. Il resistore R12 viene utilizzato per polarizzare il diodo Zener VR6.
IC U1 (LNK 304) ha funzioni integrate in modo che il circuito sia protetto contro la perdita del segnale di retroazione, il cortocircuito in uscita e il sovraccarico. Poiché U1 è alimentato direttamente dal suo pin DRAIN, non è richiesto alcun ulteriore avvolgimento di polarizzazione sul trasformatore. C4 viene utilizzato per fornire il disaccoppiamento dell'alimentazione interna.
05 Una buona selezione di diodi raddrizzatori può semplificare e ridurre il costo dei circuiti di filtro EMI nei convertitori AC/DC
Questo circuito può semplificare e ridurre il costo dei circuiti di filtro EMI nei convertitori AC/DC. Per rendere un alimentatore CA/CC conforme EMI è necessario l'uso di un gran numero di componenti del filtro EMI come i condensatori X e Y. I circuiti di ingresso standard per gli alimentatori CA/CC includono un raddrizzatore a ponte per rettificare la tensione di ingresso (in genere 50-60 Hz). Trattandosi di una tensione di ingresso AC a bassa frequenza, si possono utilizzare diodi standard come i diodi della serie 1N400X, anche perché questi sono i meno costosi.
Questi dispositivi di filtro vengono utilizzati per ridurre l'EMI generato dall'alimentatore per rispettare i limiti EMI pubblicati. Tuttavia, poiché le misurazioni utilizzate per registrare le EMI vengono avviate solo a 150 kHz e la frequenza della tensione di linea CA è di soli 50 o 60 Hz, il tempo di ripristino inverso dei diodi standard (vedere la Figura 5-1) utilizzato nei raddrizzatori a ponte è relativamente lento. lungo e di solito non direttamente correlato alla generazione di EMI.
Tuttavia, i circuiti del filtro di ingresso in passato a volte includevano condensatori in parallelo con il raddrizzatore a ponte per sopprimere qualsiasi forma d'onda ad alta frequenza causata dal raddrizzamento della tensione di ingresso a bassa frequenza.
Questi condensatori non sono necessari se nel raddrizzatore a ponte vengono utilizzati diodi a ripristino rapido. Quando la tensione ai capi di questi diodi inizia a invertirsi, si ripristinano molto rapidamente (vedi Figura 5-2). Ciò riduce l'eccitazione induttiva della linea vagante nella linea di ingresso CA riducendo i successivi scatti di spegnimento ad alta frequenza e l'EMI. Poiché 2 diodi possono condurre ogni mezzo ciclo, solo 2 dei 4 diodi devono essere di tipo a ripristino rapido. Allo stesso modo, solo uno dei due diodi che conducono ogni mezzo ciclo deve avere una caratteristica di recupero veloce.
La tensione di ingresso e le forme d'onda della corrente mostrano lo scatto del diodo alla fine del recupero inverso.
06 Utilizzare Soft-Start per disabilitare le uscite a basso costo per contenere i picchi di corrente
Per soddisfare le rigorose specifiche di alimentazione in standby, alcuni alimentatori con uscita multipla sono progettati per disconnettere l'uscita quando il segnale di standby è attivo.
In genere, ciò si ottiene disattivando un transistor bipolare di bypass in serie (BJT) o MOSFET. Per le uscite a bassa corrente, i BJT possono essere un'alternativa adatta e meno costosa ai MOSFET se il trasformatore di potenza è progettato tenendo presente la caduta di tensione aggiuntiva attraverso i transistor.
